Amplificatori di potenza tipo single ended

Gli amplificatori di potenza sono strutture elettroniche che, se opportunamente pilotate da segnali a basso livello, sono in grado di fornire tali segnali ad un elevato livello di potenza; da alcuni Watt a migliaia di Watt

Schema elettrico di un amplificatore single ended

Un amplificatore di potenza, ad esempio, è realizzabile mediante un’estensione del circuito di figura 5 della lezione Modi d’accoppiamento tra stadi di questa stessa materia con l’ausilio una circuitazione accessoria comprensiva di due transistori finali adatti a fornire al carico l’energia voluta.

Lo schema elettrico di questo circuito è riportato in figura 1 e qui di seguito commentato:

figura 1

La caratteristica principale di questo amplificatore consiste nell'assenza di trasformatori di segnali, assenza che rede il progetto più uniforme nella tipologia della componentistica e più facilmente realizzabile.

Lo schema di figura 1 è diviso in due sezioni, la bianca e l’ombreggiata:

La sezione bianca riporta lo schema dell’amplificatore oggetto dell’esempio della citata figura 5 con le seguenti piccole modifiche:

• il carico di Tr3 che nell’originale è costituito da $R7$ in questa versione è formato da ${R7'}\ ;\ {R7''}$ e dal diodo $D$ , per consentirne l’accoppiamento con la sezione di potenza

• la resistenza di controreazione $R6$ non preleva più il segnale dal collettore di Tr3 ma dalla nuova uscita dell’amplificatore.

La sezione ombreggiata riporta il nuovo circuito costituito dai due transistori pilota, Tr4 e Tr5, e dalla coppia dei transistori finali Tr6 e Tr7.

L’insieme dell’amplificatore è dotato di due anelli di controreazione così individuabili:

• il primo anello di controreazione in c.c, che interessa tutto l’amplificatore, è costituito da $R6$ che retrocede la tensione continua presente all’uscita dello stadio finale al fine di fissarla al livello imposto dal partitore d’ingresso $R1\ ;\ R2.$

Essendo $R1=R2$ l’uscita dello stadio finale viene fissata ad un valore pari a $VccAlim/2$ a tutto vantaggio della dinamica del segnale d’uscita che in questo modo può fare un’escursione molto ampia.

• il secondo anello di controreazione in c.a, che interessa tutto l’amplificatore, è costituito da $R6$ e dalla serie di $R5\ e\ C1$ ; con questo anello, similmente al circuito della citata figura 5, si stabilisce il guadagno di tensione alternata dell’amplificatore.

Funzionamento del circuito

Il segnale d’ingresso (punti 1 e 2) viene amplificato dalla “sezione bianca”( si veda descrizione su lezione citata ) e viene reso da questa ai due capi del diodo $D$ con una differenza di potenziale continua di circa $0.7\ Vcc.$

Il collettore di Tr3 applica direttamente il suo segnale alla base di Tr4 che, tramite la resistenza di carico $R10$ , lo rende sul collettore di Tr4 in opposizione di fase; il collettore di Tr4 pilota la base del transistore finale Tr6.

Il collettore di Tr3, attraverso il diodo $D,$ applica il suo segnale alla base di Tr5 che lo rende in fase sul proprio emettitore; l’emettitore di Tr5 pilota in fase la base del transistore finale Tr7.

Questo particolare tipo di pilotaggio fa sì che quando la $Ic$ di segnale in Tr6 cresce, la $Ic$ di segnale in Tr7 è quasi nulla, quando la $Ic$ di segnale in Tr7 cresce, la $Ic$ di segnale in Tr6 è quasi nulla; il transistore Tr6 fornisce al carico i semiperiodi positivi del segnale, mentre Tr7 fornisce i semiperiodi negativi. I transistor finali contribuiscono pertanto in eguale misura a fornire la potenza d’uscita.

Questa modalità di funzionamento dello stadio finale è detta di “classe B” ed è caratterizzata dal fatto che in assenza di segnale il consumo dell’amplificatore di potenza è molto piccolo; ciò è un vantaggio ma è penalizzato dal fatto che, nei punti di passaggio tra i semiperiodi positivi ed i semiperiodi negativi del segnale d’uscita, si crea un sorta di discontinuità che genera distorsione.

Per minimizzare questo fenomeno il circuito finale è dotato di una rete particolare detta “bootstrap”, componenti ${R7'}\ ;\ {R7''}\ ;\ {C*}$, che ha il compito di compensare in parte detta distorsione rendendo più lineare l’amplificatore.

Dimensionamento dei componenti della zona bianca

Supponiamo di voler disporre di un amplificatore in grado di fornire una potenza , $PL$, di segnale di $5\ W$ su carico resistivo di $20\ \Omega$ con un guadagno di $200$ volte ( $46dB$ ) alla frequenza di $10000\ Hz$ con una tensione d’alimentazione di $+30\ Vcc$

Per questa sezione valgono i dati calcolati nella lezione già richiamata anche per $Valim.=+30Vcc:$

Transistori: Tr1 e Tr2 tipo BFR17; Tr3 tipo BFY64

$R1=R2=100000\ \Omega \ ;\ 1/4\ W$

$R3=6800\ \Omega \ ;\ 1/4\ W$

$R4=22000\ \Omega \ ;\ 1/4\ W$

$R5$ da calcolare in base al nuovo guadagno

$R6$ da calcolare in base al nuovo guadagno

$R7={R7'}\ ;\ {R7''}$ da calcolare

$C1$ da calcolare in base al nuovo guadagno

$C3=0.047\ \mu F$

Dimensionamento dei componenti della zona ombreggiata

Per i transistori finali della sezione ombreggiata si dovrà operare come segue:

Si scelgono Tr6 e Tr7 in base alla tensione d’alimentazione e della corrente richiesta.

Calcolo della corrente di collettore massima, $Ipmax,$ richiesta in base al carico:

essendo $PL=5\ W\ su\ RL=20\ \Omega$ si ha:

$Vu={\sqrt {(PL\cdot RL)}}=10\ Veff$

$Ipmax=(10\ Veff./20\ \Omega )\cdot 1.41\approx 0.7\ A\ picco$

Scelta dei transistori finali della zona ombreggiata

Sulla scorta del valore della corrente di picco massima , $Ipmax=0.7\ A\ picco$, e della tensione continua di alimentazione, $Valim=30\ Vcc$ , ci si può orientare, sia per Tr6 che per Tr7, sul transistore PNP tipo 2N6107 che presenta le seguenti caratteristiche:

• $Vceo=-80\ V$ : $Vceo$ è nettamente superiore alla tensione che alimenta il circuito

• $Ic=-7\ A$ : $Ic$ è nettamente superiore alla corrente di picco richiesta

• $P=1.8\ W$ potenza dissipabile a temperatura ambiente di $25$°c. Nel nostro caso, tanto Tr6 che Tr7 non lavorano in saturazione; pertanto la potenza massima dissipata su ciascun transistore in presenza di segnale si deve calcolare secondo l’espressione seguente: (l’espressione tiene conto della dissipazione media dovuta al fatto che ciascun transistore lavora per il $50\%$del tempo ) $Pcmax=(Ipicco\cdot Valim./6.28){-}(Ipicco^{2}\cdot RL/4)$ $Pcmax=(0.7\ A\cdot 30\ V/6.28){-}(0.72\cdot 20/4)=0.89\ W$ essendo $Pcmax<P=1.8\ W$ i transistori sono in grado di dissipare in aria libera tutto il calore generato durante il funzionamento sotto segnale.

• $hfe=20$ guadagno di corrente minimo per $Ic=0.5\ A$ alla frequenza di $50000\ Hz$: Con questo valore di $hfe$ la corrente di picco d’ingresso sulla base di Tr6 e Tr7 sarà pari a: $Ipbase=Ipmax/20=0.7\ A/20=35\ mApicco$

• $Vce(sat)=-1\ V$: Della $Vce(sat)$ si deve tenere conto nel calcolo della dinamica: essendo la tensione efficace sul carico: $V={\sqrt {(P\cdot RL)}}={\sqrt {(5\ W\cdot 20ohm)}}=10\ Veff$ la $Vpicco$ sarà $14\ V$ quindi compatibile con l’espressione:$Vpicco=Valim./2{-}Vce(sat)$

• $Vbe=-0.7\ V$ tensione di funzionamento della base del transistore.

Scelta dei transistori pilota della zona ombreggiata

Per i transistori pilota della sezione ombreggiata si dovrà operare come segue:

Si scelgono Tr4 e Tr5 in base alla tensione d’alimentazione e della corrente di picco richiesta:

Per Tr4 si può scegliere il transistore NPN tipo 2N1711 che ha le caratteristiche volute, sia per fornire a $Ib$ a Tr6, sia per sostenere la tensione d’alimentazione.

Per Tr5 si può scegliere il transistore PNP tipo BFY64 che ha le caratteristiche volute, sia per fornire a $Ib$ a Tr7, sia per sostenere la tensione d’alimentazione .

Sui componenti elettrici dell' amplificatore

Per le resistenze $R11\ e\ R12$:

La funzione delle due resistenze nel circuito di potenza aiuta a stabilizzare termicamente i transistori finali Tr6 e Tr7 e riduce le differenze costruttive esistenti tra loro; dato però che valori troppo elevati delle resistenze sottraggono potenza sul carico, il dimensionamento di queste deve essere fatto a seguito di un ragionevole compromesso.

Se accettiamo di sottrarre al carico soltanto il $5\%$ della potenza pari ad una perdita di:

Perdita =$5\ W\cdot 5/100=0.25\ W$

possiamo dimensionare $R11\ e\ R12$ come segue:

essendo $Imax=(10\ Veff./20\ \Omega )=0.5\ Aeff$ si ha:

$R11=R12=0.25\ W/Imax=0.25/0.5=0.5\ \Omega$ ( da arrotondare a $0.47\ \Omega$ )

Le due resistenze dovranno poter dissipare una potenza pari a $0.25\ W/2=0.125\ W.$

Per le resistenze $R8\ e\ R9$:

Le due resistenze hanno prevalentemente il compito di elevare la resistenza d’ingresso di Tr4 e Tr5 affinché questi, con le loro correnti di base, non carichino eccessivamente Tr3.

Potendo contare per Tr4 e Tr5 su di un $hfe=100$ e desiderando un carico di circa $10000\ \Omega$ avremo:

$R8=R9=10000\ \Omega /hfe=100\ \Omega$

La potenza di dissipazione delle resistenze può essere di $1/4\ W.$

Per la resistenza $R10$:

$R10$ costituisce la resistenza di base di Tr6 così come è la resistenza $R9$ per Tr7; è naturale pertanto che le due resistenze siano uguali : $R10=R9=100\ \Omega$

Per le resistenze $R5\ e\ R6$:

Le due resistenze governano il guadagno globale dell’amplificatore; $R6$ in corrente continua, $R5$ con $R6\ e\ C1$ in corrente alternata, facendo rientrare tutti i transistori del circuito nell’anello di controreazione.

Essendo il guadagno di tensione dell’amplificatore posto pari a $200$ volte ($46\ dB$) il valore di $R6$ dovrà essere:

$G=R6/(R5+Xc1)$

Per $Xc1<<R5$ come andremo a dimensionare potrà essere :

$R5=R6/G=R6/200$

Per evitare che $R6$ rappresenti un carico inutile per lo stadio finale la si dimensiona nell’ordine di $1000$ volte $RL$ cioè

$R6=1000\cdot RL=1000\cdot 20=20000\ \Omega$ ( arrotondata a $22000$ )

ne segue il valore di $R5$

$R5=R6/200=22000/200=110\ \Omega$

Entrambe le resistenze possono avere una potenza di dissipazione di $1/4\ W.$

Per $C1$:

Affinché la reattanza di $C1$ sia molto inferiore di $R5$ si deve avere

$Xc1=R5/100=110\ \Omega /100=1.1\ \Omega$

da cui, per $f=10000\ Hz$

$Xc1=1/(6.28\cdot 10000\cdot C1)=1.1\ \Omega$

che risolta dà $C1\approx 15\ \mu F$

Sarà necessario un condensatore elettrolitico con una tensione di lavoro di $30V.$

Per i componenti ${R7'}\ ;\ {R7''}\ e\ {C*}$:

Le resistenze ${R7'}\ ;\ {R7''}$ ed il condensatore ${C*}$ contribuiscono alla linearità dello stadio finale mediante il principio del “bootstrap”; il calcolo di questi componenti è estremamente complesso e porta, comunque, a risultati da verificare ed aggiustare sull’amplificatore in laboratorio.

Per questa ragione è conveniente assumere per ${R7'}\ ;\ {R7''}$ due valori la cui somma possa rappresentare un corretto carico per Tr3 , ad esempio circa $8000\ \Omega$, e il cui rapporto, dedotto da esperienze analoghe, sia ${R7'}\ /\ {R7''}=3$; ne segue che ${R7'}=6800\ \Omega \ e\ {R7''}=2200\ \Omega .$

Per il valore di ${C*}$ non resta che provarne alcuni valori in laboratorio controllando, con l’oscilloscopio, come migliora la distorsione del segnale d’uscita.

Entrambe le resistenze possono avere una potenza di dissipazione di $1/4\ W.$

Per $C2$ si calcola:

Affinché $C2$ non crei caduta di tensione di segnale apprezzabile a danno di $RL$, è opportuno che la reattanza di $C2$ sia molto inferiore di $RL$; ciò si ottiene assumendo:

$Xc2=RL/100=20\ \Omega /100=0.2\ \Omega$

da cui, per $f=10000\ Hz$

$Xc2=1/(6.28\cdot 10000\cdot C2)=0.2\ \Omega$

che risolta in $C2$ dà $C2\approx 80\ \mu F$ (arrotondato a $100\ \mu F$)

Sarà necessario un condensatore elettrolitico con una tensione di lavoro di $50\ V$.

Per i componenti $R*\ e\ C**$

Questi componenti sono necessari per la stabilità del circuito quando ad esso dovesse mancare il carico; per $R*\ e\ C**$ si suggeriscono indicativamente $R*=100\ \Omega$ e $C**=0.1\mu F$,valori da aggiustare in sede di messa a punto del circuito.